繼前一篇千瓦級交流（AC）轉直流（DC）的 PFC控制器CSV6070之后，本篇文章將隆重介紹鍇威特最新推出的千瓦級DC-DC移相全橋隔離電源控制器CSV3951，這兩款芯片的完美結合可為客戶提供千瓦級大功率電源裝備的完整模擬解決方案。

在眾多大功率隔離DC-DC變換器拓撲中，移相全橋變換電路以其獨特的優勢在各類電源產品中一直經久不衰：

首先，移相全橋變換電路拓撲具有寬范圍輸入的特點，與LLC諧振變換器不同，它通過對兩個50%占空比驅動信號的相移控制調節輸出電壓，相移在0~180度范圍內線性調節，因此可以寬范圍調節輸出電壓，同時適應電池等寬范圍輸入電源工作。

其次，移相全橋變換器使用固定開關頻率，磁性元件和電容等無源器件設計相對簡單，EMI控制容易。

再次，移相全橋變換器可實現原邊MOS管零電壓開通（ZVS），極大的降低了開關損耗，提升了電源效率，可實現高頻、高效、高功率密度的設計目標。

由于以上特點，移相全橋變換器應用非常廣泛，如電焊，船舶，服務器電源，航空電源等等。鍇威特推出的性能優越的移相全橋控制模擬芯片CSV3951，使硬件工程師完全脫離了對軟件的依賴，對該拓撲的應用設計更加得心應手。

圖1 移相全橋拓撲應用領域

a.焊接/冶煉；b.船舶；c.服務器電源；d.飛機

圖2為經典移相全橋拓撲，原邊四個MOS管控制時序如圖3所示。通過對QA和QC管的移相控制可以調節橋臂中點電位差Vp的寬度，經過副邊整流濾波后直接調節輸出電壓。 

由于原邊電流Ip的續流作用，在所有原邊MOS管QA-QD開通前，死區時間內體二極管都將先導通，從而可實現零電壓開通（ZVS）。

對于較高輸出電壓的應用，副邊QE和QF可以直接用二極管代替，對系統效率影響不大。但對低壓大電流輸出，一般需要用同步整流功能來減小因二極管引起的功耗和發熱。

對于副邊整流管QE和QF發出驅動信號一般通過對原邊驅動進行延遲實現，但由于不同負載下Ip電流換向需要的時間略微不同，因此對副邊整流管開通延遲根據負載進行動態優化，可以實現更高效率。

● 增強型原邊零電壓開關（ZVS）

● 可調副邊同步整流（SR）控制

● 可編程斜坡補償的峰值電流模式或電壓模式

● 可編程軟啟動和使能功能

● 開關頻率外部可調

● 輕載效率管理，包括(1)Burst模式(2)斷續模式

● 可編程自適應死區時間延遲

● 支持斷續模式的逐周期電流限制保護

● 極低的（150uA）啟動電流

● 支持主從并聯設計

● VDD欠壓保護

● 服務器電源

● 工業照明電源

● 電動汽車

● 高功率密度模塊電源

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原邊兩個橋臂上下管驅動的死區時間可以分別通過管腳DELAB和DELCD的外接電阻設定。同時該死區時間還可以通過ADEL外部連接到CS的分壓電阻網絡來設置不同負載下的值，來適應不同負載需要的動態死區時間，從而盡可能減少MOS體二級管導通損耗，提高電路的轉換效率。該死區時間計算公式為：

其中RAB為串聯在DELAB的電阻，KA通過ADEL外部的分壓電阻網絡實現，為0-1的系數。CS為CS管腳上的電壓值。當需要固定死區時間時，ADEL接地，此時KA=0。

芯片還可自適應調節原邊開關與副邊同步整流器 (SR) 的開關延遲時間，此功能可增加同步整流管的導通時間以提高效率。延遲公式為：

其中RAB為串聯在DELEF的電阻，KEF通過ADELEF外部的分壓電阻網絡實現，為0-1的系數。CS為CS管腳上的電壓值，當需要初級開關與次級側同步整流器固定延遲時，ADELEF接地，此時KEF=0。

芯片可通過DCM引腳外部設置一個同步整流關閉閾值，當CS信號值低于此設計值時，則芯片關斷同步整流驅動信號。輕載條件下關閉同步整流，讓電路進入DCM工作模式，可以大幅度降低功率開關回路的環流引起的電路功耗，提高輕載效率。

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芯片有最小脈沖寬度設置引腳TMIN,通過該引腳設置最小導通時間，從而設置了MOS驅動連續工作的最小占空比。當環路控制決定的占空比小于芯片引腳參數設計的值，電流就會進入突發工作模式（Burst Mode）。突發工作模式由于長時間內開關管處于關閉狀態，可大幅度降低電路極輕載或空載下功耗。

下圖是極輕負載下的突發工作模式波形：

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表1 鍇威特650V/600V超結MOSFET選型